数字控制图腾柱PFC设计白皮书

在人工智能，物联网云，新一代射频技术，电动汽车（EV），高级驾驶辅助系统（ADAS）和自动驾驶需求的推动下，全球范围内的电子行业正经历巨变。本文详细阐述数字控制图腾柱PFC的设计思路，扩展现有的电力技术范围，以实现更高的系统效率，更快的响应时间以及更可靠坚固的小型解决方案，同时减少零件数量，降低新一代电子系统的设计成本。

前沿

更高的效率和尺寸始终是开关电源设计中的重要考虑因素，尤其是在节能和环保方面，目前广泛采用基于碳化硅（SiC）和氮化镓（GaN）的宽带隙功率开关。同时，全球总体电力需求也在迅速增长，并带动了额外的需求。

新的发展趋势对电力工程师和结构工程师施加了巨大压力，例如，在电信、服务器和数据中心或其他工业电源中，电力供应正在推动达到80 +钛金效率水平的各种电力转换应用。为实现功率效率和尺寸改进的目标，系统设计需要电源开关的不断改进，并在电路中采用更适合的拓扑和解决方案。无桥功率因数校正（PFC）和DCDC转换器中高频，宽带隙的功率开关器件碳化硅（SiC）或氮化镓（GaN）以及隔离单芯片电流传感器有助于提高效率和热管理，并减小尺寸和组件数，以简化PCB电路。

内容介绍

更高的效率和更小尺寸始终是开关电源设计中的重要问题，尤其是在节能和环保方面。2007年推出的能源之星Energy-Star 80 PLUS效率规范设立的金牌，铂金牌，钛金牌标准，提高了AC/DC整流器的效率。

表1：80plus效率标准

为满足80 Plus钛金牌标准，电源设计需要达到96％的钛峰值效率。假设DCDC转换器效率是97.5％，这就意味着在115V和230V输入条件下，功率因数校正（PFC）电路效率的应达到98.5％目标效率，总效率可为96％（98.5％* 97.5％= 96％）。为了达到这种高效率水平，最合适的拓扑结构是无桥PFC电路，该电路无需全波交流整流桥，减少了相关的传导损耗。无桥PFC设计有两种类型：无桥PFC和图腾柱PFC（图1A和1B）

本文将重点研究3.3kW图腾柱PFC的设计。与无桥PFC相比，图腾柱PFC去除了输入桥式整流器，并使用MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）代替整流二极管，进一步提高了整体效率。

图1：a）无桥PFC，b）图腾柱PF

图腾柱PFC设计考虑

为什么图腾柱PFC 设计需要SiC-MOSFET

如图2所示，图腾柱PFC可被视为带同步整流的boost DCDC变换器（DCDC升压变换器输出电压高于输入电压）。对于同步整流boost，如果转换器工作在CCM（连续传导模式）条件下，那么一个大问题就是MOSFET体二极管的反向恢复电荷。这意味着图腾柱PFC只能在使用传统Si-MOSFET的DCM（非连续传导模式）或BCM（临界导电模式）模式下工作。但这两者都有挑战。

DCM PFC只能支持小功率应用。当使用BCM PFC时，工作频率会在很宽范围内变化。此外，峰值电流将是CCM PFC的2倍，这增加了EMI滤波器设计和效率优化的难度。基于高频，宽带隙的功率开关器件碳化硅（SiC）或氮化镓（GaN）具有最小的反向恢复电荷以及其他优势，图腾柱PFC设计现在可以在CCM模式下运行，可提供更高的效率和更高的功率。

在本文中，我们将讨论基于SiC MOSFET，磁电流传感和CCM控制的图腾柱结构和设计。我们选择了Wolfspeed公司的SiC-MOSFET C3M0065090K作为高频开关，IXYS公司的IXFH80N65X2作为低频开关。与GaN-MOSFET相比，选择SiC-MOSFET是因为其能够提供该应用所需的更高击穿电压。使用SiC-MOSFET可以显着降低反向恢复损耗，使图腾柱PFC能够以CCM模式工作以支持更高的功率。从Si-MOSFET到SiC-MOSFET提供不同数量的体二极管损耗。

表2比较了Si-MOSFET和SiC-MOSFET之间的反向恢复损耗量。显然，SiC器件极大地降低了体二极管损耗。图表表明，SiC-MOSFET的反向恢复损耗仅为Si-MOSFET的1/6。

表2：体二极管损耗比较

正半周期工作

图2所示为图腾柱PFC的正半周期工作

Q1和Q2是快速切换的SiC-MOSFET器件（以高载波频率运行），Q3和Q4是传统的低速Si-MOSFET器件（以50Hz或60Hz运行），在图腾柱PFC的电流路径中只有两个半导体器件。在正半周期中，Q1作为主开关，Q2作为同步整流MOSFET，Q3始终导通并充当电阻。当Q1接通时，交流电源将能量存储在电感器中，输出电容支持负载电流。当Q1关闭Q2打开时，电感器中的交流电源和能量支持输出电流并为输出电容器充电。

图2：a）Q1和Q3开启，b）Q2和Q3开启

负半周期工作

图3所示为图腾柱PFC负半周期工作。

同样，在电流路径中只有两个半导体器件。在负半周期中，Q2作为主开关，Q1作为同步整流MOSFET。Q4始终打开并用作电阻。当Q2接通时，交流电源将能量存储在电感器中，输出电容支持负载电流。当Q2关闭Q1打开时，电感器中的交流电源和能量支持输出电流并为输出电容器充电。

图3：a）Q2和Q4开启，b）Q1和Q4开启

电流检测

在PFC应用中，平均电流模式控制因其简单、准确而被广泛应用。对于平均电流模式控制，电流控制回路需要电感器平均电流。

对于传统的PFC设计，通常在地线上放置一个分流器来感应电流，如图4a所示。分流电阻器用于检测输入电流，放大器用于获得不同的增益。该方法是对输入电流进行采样的最简单方法。相比之下，使用图腾柱PFC设计，则没有地线，并且电路无法像传统PFC一样对电流进行采样。

对于图腾柱PFC，有几种方法可以对电感器电流进行采样：1）如图4b所示的电流互感器（CT），2）如图4c为隔离运放+电阻，3）如图4d所示磁式电流传感器模块或IC。

图4：a）传统PFC电流传感器，b）电流互感器（CT），c）带运算放大器和隔离器的并联电阻，d）基于霍尔效应或AMR传感器的电磁电流传感器模块或集成电路，e）具有OCP的MCA1101应用电路，f）没有OCP功能的MCA1101应用电路

电流互感器

电流互感器（CT）可用于采样电感器电流。然而，由于电流互感器只能在交流电中工作，因此更适合于高频设计。为了检测开关电流，需要三个电流互感器来采样通过MOSFET和整流器正半周期、负半周期和整个周期电流。图4b为典型位置电流互感器，电流互感器提供测量隔离。虽然电流互感器不需要单独的隔离电源，但电路需要三个电流互感器才能重建线路电流。更麻烦的是，线性度，磁滞对CT的影响比温度严重。另外，使用三个电流互感器会增加成本并占用更多空间。

电阻+隔离器运放

另一种方法是用电感器串联一个电流分流器，如图4c所示。这种方法需要一个隔离运算放大器和一个独立的隔离电源，在隔离运算放大器周围具有多个无源元件。电路设计复杂，需要更多空间。此外，对于较大电流的应用，使用精确的低值电阻器来降低功率功耗方法也很昂贵。由于信号路径上的光电隔离器和运算放大器，输出响应时间受到限制，组合的输出阶跃响应时间很容易超过1us。

使用非隔离运算放大器+shunt的非隔离电流测量（通常用于传统PFC的接地回路，如图4a所示）不适用于需要隔离电流测量的图腾柱PFC。

磁电流传感器模块或IC

隔离式磁电流传感器模块、霍尔效应的IC或AMR磁场传感器是一种有效且流行的电流传感方法。这些磁电流传感器可以实现隔离，并且不需要单独的隔离电源。典型的传感器位置如图4d所示。

但是，在选择磁电流传感器时要克服两个主要挑战

1.磁电流传感器的带宽有限：传统的基于霍尔效应的传感器模块或集成电路带宽一般为120kHz，在120kHz时产生-3db的失真。尽管它可以用于50Hz PFC电流，但其缓慢的输出响应时间（与带宽有关）无法支持峰值和过电流保护所需的快速响应时间。对于快速开关电流，它会导致峰值电流保护的延迟。另外，在实际应用中，电流测量通常在开关PWM脉冲的中间进行。为此，电流传感器IC或模块需要支持更高的带宽，以便在基于SiC或GaN的图腾柱PFC中测量高开关频率下的电流。

2.电流传感器模块尺寸很大：电流传感器模块通常使用带有霍尔效应传感器的铁氧体磁芯。此类磁电流传感器模块的选择需要具有高带宽，低相位延迟和快速输出响应时间等优点，以进行测量和保护。电流传感器模块的尺寸会影响所需的空间，从而影响PFC解决方案的功率密度。此外，高带宽和精确的电流传感器模块十分昂贵。

本设计选用了新纳传感系统有限公司的高精度4.8kV隔离电流传感器IC（MCA1101-50-5）来采样电感器电流。这款+/- 50A电流传感器IC具有0.6％的典型精度，1.5 MHz带宽，300ns的输出响应时间，可以完全满足此设计@ 3中的高频电流采样测量和保护要求。它提供了增强的隔离，并且无需额外的隔离电源即可满足UL60950要求。典型的应用电路如图4e所示。如果不使用内部过流检测（OCD）功能，则仅需去耦电容器，能够进一步简化电路，如图4f所示。

MCA1101电流传感器IC提供精确的0A参考电压输出引脚，有助于校准系统中的0A偏移。可在IC上设置过流检测（OCD）阈值，并且故障标志引脚可以与MCU接口，以触发软件中的过流保护。与体积庞大的模块相比，这种单芯片电流传感器解决方案采用节省空间的小型IC封装，如图5a和5b所示。

MCA1101为图腾柱PFC应用提供了许多优势。其中包括高精度过温，高带宽，快速响应，单电源，增强隔离，可编程过流检测（OCD）电压和故障引脚，为MCU提供电流信息。所有这些优点使基于AMR的电流传感器芯片成为此图腾柱PFC设计中电感器电流采样中备受瞩目的解决方案。

图5：a）MCA1101电流传感器IC，b）MCA1101内部

电源设计

电源开关（SiC-MOSFET和Si-MOSFET）选择

根据分析，一个分支（Q1，Q2）以高频工作，另一个分支（Q3，Q4）以线频工作。为了选择合适的MOSFET，我们需要计算MOSFET中的电压，电流和功率损耗。

对于高频段，我们知道在正周期内，Q1充当主开关，而在负周期内，Q1充当同步MOSFET。

流经Q1的均方根电流计算如下。对于开关损耗，也可以计算如下

根据上面的公式，为了使开关功率损耗最小，我们为此应用选择了Wolfspeed 4Pin SiC-MOSFET C3M0065090K，900V，65mohm器件作为高频开关Q1和Q2。该器件具有低反向恢复(Orr)的本征二极管和极低的输出电容（60pF）。

对于低频Si-MOSFET（Q3和Q4），通过的均方根电流可以计算如下。功率损耗主要是由于Rds（on）。因此我们选择了低Rdson MOSFET IXFH80N65X2，因为其效率很高。

电感器设计

输入电感器的设计使电流纹波保持在最大峰值输入电流I pk _ pk的 30％以下。最大峰值输入电流出现在低压线路和满载情况下。下式给出了在CCM中满载运行的最小电感。D是快速开关支路的有源开关（Q1或Q2）的占空比。

表3：PI191139V1电感数据

V out是400 V 直流输出电压，fsw是开关频率。因此，对于该设计，最小电感值为200μH。计算公式时，我们选择PI191139V1作为表3

输出电容

输出电容的确定基于两个约束条件：负载保持时间和输出电压纹波调节。在此设计中，保持时间设置为10ms，输出电压峰值到峰值纹波设置为30V。

因此，我们选择并联使用2个HP450V560μF（30×50）电容器来满足要求。

图腾柱PFC控制框图和电路仿真

图腾柱PFC控制框图如图6所示，相关的应用控制电路如图7所示。图8中的仿真结果表明，PFC电路工作良好。

图6：图腾柱PFC控制框图

图7：应用控制电路

1.参考电流Iref = K（Vdc-Vdc_ref）* | Vac | * 1 /V²rms

K取决于比例积分时间常数

（Vdc-Vdc_ref）是输出电压误差

| Vac |是电压和电流之间的跟随因子

1 /V²rms是功率限制因子

必须逐周期精确地监视输入回路电流IL，并且需要控制回路极点的位置以保持稳定性。
电流误差Δi =（K1 * IL + K2 *∫IL）-Iref，这是平均电流模式控制的关键参数。K1是线性系数，k2是积分系数。
比较器将电流误差Δi与三角波进行比较，由此产生PWM信号。

图8：仿真结果–输入电流和输出电压

数字控制与算法

PLL二阶广义积分器（SOGI）

图腾柱PFC设计中的挑战之一是交流线路过零点可能会产生直通问题。这意味着我们需要知道正周期何时转变为负周期。为此，检测交流线电压并将其发送到MCU的ADC。采用基于SOGI的PLL算法。PLL计算结果可用于生成低频驱动器。在低频驱动脉冲中很容易插入死区时间。测试结果如图9所示。绿色和黄色信号是基于PLL结果的低频Si-MOSFET的驱动器信号。

图9：交流线电压Vs. 低频驱动器信号

过零时软启动

由于一般比例积分（PI）电流控制器的特性，单相PFC拓扑中的线路电流在输入交流电压的过零点处失真。这种失真会降低线路电流质量，例如总谐波失真（THD）和功率因数（PFC）。造成这种失真的主要原因有两个。

第一个原因是PI控制器的动态响应。给定PI电流控制器的带宽，其动态响应会非常缓慢。由于PI控制器的过零点误差很大，会导致线路电流失真。

第二个原因是PFC转换器在输入交流电压过零点附近的DCM中工作。在这个DCM间隔内，线路电流无法跟随参考电流，这会导致线路电流失真。为了解决这个问题，固件采用了高频SiC-MOSFET过零时的软启动和专用时序。采用该设计时，电流的过零失真很小，在满载条件下的THD为2.8％。

图10：过零时软启动

电流和电压控制回路

在本设计中，我们使用Spintrol单片机实现PFC控制并获得良好的效果。SOGI PLL算法，电流环路PI控制器，电压环路PI控制器和软件保护/ TZ保护均通过单片机实现。

在固件中设置了60kHz中断，并在设计中采用了电流环路的PI控制回路。在PFC应用中，它需要一个快速电流环路来使受控输入电流保持在输入电压以下。根据奈奎斯特稳定性条件，我们选择电流环路的带宽为3kHz，相位裕度为60度。在实际应用中，控制环路的截止频率设置为载波频率（开关频率）的0.03〜0.25倍左右，减少线性度和精度在小信号模型中的局限。使用专用参数，最终电流环路如图11所示。电流以平均值采样，并在每个60kHz开关周期中等于中点。

图11：电流环路

固件中设置10kHz中断，电压环路采用了PI控制环路。由于PFC的输出电压是工频电压纹波的两倍，这会产生三次谐波电流，因此电压环路的带宽必须保持足够低，以使三次谐波最小化。电压环路的带宽设置为10Hz，相位裕度为60度。为了使输入电流为正弦波，必须在低频处切断电压环路。在电压环路中插入另一个100Hz陷波，以进一步减小三次谐波电流。

图12：带有100Hz陷波的电压环路

选择参数后，最终电流环路和电压环路增益以及相位裕度分别如图11和图12所示。

试验结果

基于上述设计，在实验室内构建一个3.3KW图腾柱PFC演示板。测试结果和波形如下图所示。设计实现了99.1％的峰值效率和98.5％的满载效率，满载时PF达到 0.998，THD 达到2.8％。从测试结果可以看出，所选的SiC-MOSFET和高带宽电流传感器在图腾柱PFC控制和保护的应用中表现良好，并具有低成本MCU，支持80+钛金电源。具体请参考图13至图15。

图13：PF，THD和效率值

图14：400W和1.2kW时@ 230V的输入电流波形

图15：2.4kW和3.3kW时@ 180V的输入电压和电流波形

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